Главная > Разное > Техническая электродинамика
<< Предыдущий параграф
Следующий параграф >>
<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Макеты страниц

ПРОТИВОНАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ

Связанные линии с волной ТЕМ образуют трех- или четырехпроводную систему, в которой также возможно существование синфазной и антифазной волн с различной структурой поля

поперечной плоскости (рис. 15.19). Фазовая скорость в ТЕМ-линиях определяется параметрами диэлектрической среды и не зависит от конфигурации проводников. Поэтому и явления, описанные в 15.5, не возникают.

Рис. 15.19

Однако и в этом случае появляется ответвленная волна, которая является результатом совместного действия электрического и магнитного полей волны в основной линии на вторичный тракт.

Рис. 15.20

Пусть на рис. 15.19 возбуждена только левая полосковая линия, что соответствует суперпозиции синфазной и антифазной волн в системе. Поле синфазной волны осуществляет магнитное взаимодействие двух линий, часть магнитного поля охватывает оба центральных проводника и индуцирует во вторичной линии ток обратного направления. Через поле антифазной волны происходит электрическое взаимодействие. Часть электрического поля соединяет центральные проводники и создает на второй линии напряжение того же знака, что и на первой. В результате во второй линии создается волна, бегущая в обратном направлении. Поэтому такой ответвитель называется противонаправленным. Примечательно, что он обладает идеальной направленностью на любой частоте.

Емкости внутренних проводников относительно экранов при синфазной и антифазной структурах поля различны; они рассчитываются методами электростатики. Соответственно характеристические сопротивления синфазной и антифазной волн отличаются по величине. Соотношения для их расчета при разных конфигурациях внутренних проводников в полосковых линиях приведены в [22].

На рис. 15.20 показан участок связанных линий длиной I (верхняя экранирующая пластина снята). Во всех плечах включены одинаковые сопротивления нагрузки Подачу волны в плечо 1 представим в виде суммы равных по амплитуде синфазной и антифазной волн: Тогда в плече

Коэффициенты отражения от конца линии для синфазной и антифазной волн, согласно (8.54), определяются соотношениями:

Волна, отраженная в плечо 1,

При отраженная волна отсутствует и это плечо согласовано. Из ф-л (15.24) получаем условие согласования:

которое в равной степени можно отнести к любому из плеч.

Рассмотрим режим в каждой линии отдельно для синфазной и антифазной волн. Так как линии I и II не согласованы с нагрузками на концах и в них наблюдается многократное отражение волн, как в резонаторе. При выполнении условия (15.25) в результате суперпозиции синфазной и антифазной выходящих волн волны в плечах 1 и 3 отсутствуют: Следовательно, в матрице и ее можно записать в виде

В определениях переходного ослабления и направленности (15.7), (15.8) следует для данного случая заменить на Нормированные амплитуды волн, выходящих из плеч выражаются как

Максимальная по амплитуде ответвленная волна получается в том случае, когда т. е. Назовем отношение

коэффициентом связи противонаправленного ответвителя:

Коэффициент связи возрастает при увеличении разницы между в частности, при сближении проводников связанных линий. Из ф-л (15.27) и (15.28) вытекают следующие выражения для элементов матрицы (15.26):

Из полученных соотношений видно, что противонаправленные ответвители можно рассчитывать на бесконечную направленность и идеальное согласование в бесконечной полосе частот. Переходное ослабление в диапазоне частот меняется. При модуль знаменателя в (15.29) изменяется в функции незначительно, поэтому наибольшее постоянство в полосе частот достигается вблизи когда Средней частоте рабочего диапазона должно соответствовать равенство

При этом в полосе неравномерность переходного ослабления не превышает С ростом коэффициента связи К равномерность частотной характеристики переходного ослабления улучшается.

Рис. 15.21

Двухпроводный мост (рис. 15.21) является примером конструкции противонаправленного ответвителя на связанных линиях. Для моста необходимо переходное ослабление т. е. Согласно ф-лам (15.25) и (15.28), при Ом это соответствует Ом, Ом. Для получения высокого коэффициента связи требуется большая разница между т. е. большая емкость между внутренними проводниками. Поэтому их сближают и обращают друг к другу широкими плоскостями. Длина моста Двухпроводный мост используется на телевизионных станциях для сложения и деления мощностей

передатчиков и рассчитывается на высокие уровни мощности. Выполняя все функции квадратного и щелевого коаксиального моста, он выгодно отличается от них простотой конструкции и широкополосностью.

Коаксиальный ответвитель (рис. 15.22) представляет собой отрезок экранированной линии с двумя внутренними проводниками. Коэффициент связи такого ответвителя

На рис. 15.22а показано его использование для измерения согласования и мощности в коаксиальных трактах; ответвленная мощность свч поглощается детектором. В этой схеме длина ответвителя мала Поэтому ответвляется незначительная доля волны, которая, согласно пропорциональна частоте:

Коаксиальные ответвители применяются также в телевизионных распределительных сетях. При этом их нагрузкой являются коаксиальные кабели, идущие к телевизионным приемникам. Длина I увеличивается вплоть до чем достигается относительная равномерность частотной характеристики ответвителя.

На двухпроводных линиях ответвителем является участок параллельной линии той же конструкции. Такие ответвители служат для измерений прямой и отраженной волн в двухпроводных фидерах передающих радиостанций. Характеристические сопротивления рассчитываются по ф-лам (10.34).

Рис. 15.22

На двухпроводных воздушных линиях связи ответвление сигнала в соседние пары проводов является вредным, создающим переходную помеху между цепями. Коэффициент связи К между цепями мал, так как расстояние между ними сравнительно велико, однако длины линий велики. Для нейтрализации этой связи цепи скрещивают, т. е. меняют местами провода в каждой двухпроводной линии через определенные промежутки, равные, например, Тогда ответвленные на соседних участках сигналы оказываются в противофазе и переходная помеха устраняется.

Ответвитель Бете (рис. 15.23) используется в волноводных трактах. Круглое отверстие находится посредине широких стенок прямоугольных волноводов в максимуме поперечных составляющих полей Поэтому через отверстие осуществляется

одновременно электрическая и магнитная связь. Если волна поступает в плечо 1, то в соответствии с ф-лой (13.22) фазы вторичных волн, создаваемых за счет электрической и магнитной связи через отверстие, совпадают в направлении плеча 4 и противоположны для плеча 3. Поэтому при равенстве амплитуд этих волн узел становится идеальным направленным ответвителем.

По ф-ле (13.20) магнитная поляризуемость круглого отверстия преобладает над электрической Амплитуды вторичных волн зависят от интенсивностей полей в волноводе у отверстия. На оси волновода Поперечные составляющие полей одинаковы для обоих волноводов согласно (9.24),

Оси волноводов ответвителя расположены под углом что уменьшает магнитную связь между волноводами пропорционально так как направления векторов в этом случае не совпадают. Подставив ф-лы (15.30) в (13.22), получим следующие соотношения для элементов матрицы вида (15.5) ответвителя Бете (без учета толщины стенок):

Волна из плеча 1 ответвляется преимущественно в плечо 4. Условием идеальной направленности является равенство

которое удовлетворяется только на одной частоте. Если это условие неосуществимо. При а при больших частотах идеальную направленность можно получить, увеличивая угол Обычные конструкции ответвителя Бете имеют направленность не ниже в -процентной полосе частот и переходное ослабление или более (так как отверстие не может быть большим).

Рис. 15.23

<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Оглавление