Главная > Разное > Объемные интегральные схемы СВЧ
<< Предыдущий параграф
Следующий параграф >>
<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Макеты страниц

§ 6.3. Широкополосные модуляторы

1. Общие соображения.

В настоящее время можно выделить два направления развития систем связи и измерительной техники: все более широкое применение цифровых методов обработки сигналов в СВЧ диапазоне и увеличение широкополосности при использовании традиционных аналоговых методов обработки сигналов. При реализации этих направлений возникла проблема создания широкополосных балансных модуляторов (БМ) [357]. Весьма перспективными являются БМ, выполненные на основе «магических» -соединений и их модификаций, в которых используются комбинации миниатюрных ЛП различного типа [358]. Однако повышенные требования к конструкционно-технологическим допускам при изготовлении, обусловленные весьма малыми линейными размерами

Т-соединений и сложностью установки полупроводниковых диодов, являются серьезным ограничением их применимости.

Методике расчета модулятора посвящено достаточно много работ [355—358]. Однако частотные характеристики СВЧ модуляторов на практике зачастую имеют неудовлетворительные параметры. В частности, не обеспечивается достаточное подавление несущей и одной из боковых частот в октавной полосе. Это связано, с одной стороны, с частотным ограничением требуемых фазовых характеристик, применяемых гибридных мостовых устройств, а с другой стороны — нетехнологичностью изготовления.

Большие возможности для проектирования балансных модуляторов открываются при использовании гибридных устройств, построенных на ОИС СВЧ .

Рис. 6.7. Балансный модулятор

2. Балансный модулятор.

Он состоит из подложки и платы подмодулятора, поэтажно расположенных в общем корпусе. Такая компоновка не только позволяет существенно улучшить массогабаритные показатели устройства, но и обеспечивает минимальную длину соединительной а следовательно, и малые паразитные индуктивность и емкость соединения выходного каскада подмодулятора с диодами, что особенно важно при реализации высокоскоростных модуляторов [359].

На подложке БМ, эскиз которого приведен на рис. 6.7, выполнены кольцевые мосты и шлейфный переход СЩЛ НПЛ. В КМ непосредственно в СЩЛ кольца включены два диода на расстояниях от входа сигнала I, образованного НПЛ, заканчивающейся за СЩЛ кольца четвертьволновым разомкнутым шлейфом. Диаметрально противоположная точка кольца соединена четвертьволновым отрезком СЩЛ с переходом на НПЛ, являющуюся выходом сигнала III. В переходе, за местом пересечения линий передачи, НПЛ заканчивается четвертьволновым разомкнутым шлейфом, а СЩЛ - размыкателем, представляющим собой круг с удаленным слоем металла. Вход II модулирующего сигнала образован KB, расположенным перпендикулярно плоскости подложки, центральный проводник которой соединен с центром внутренней части кольцевого моста, а внешний — с корпусом устройства.

Таким образом, в БМ вход несущей I и выход промодулированного сигнала III выполнены на НПЛ, что обеспечивает подключение унифицированных переходов. Плечи I и III взаимозаменяемы, т. е. возможна подача несущей в плечо III, а съем выходного сигнала с плеча

Особенностью описанного БМ является отсутствие фильтров в цепи модулирующего сигнала. Развязка между плечами I и II обусловлена экспоненциальным затуханием поля в ЩЛ в поперечном паправлении. Экспериментально измеренная (на частоте несущей) развязка между плечами I и II составила более

а между плечами II и III — более 40 дБ. Цепь подачи модулирующего сигнала достаточно широкополосна; так, потери от входа II до точки включения диода, измеренные на частотах до 0,8 ГГц, составили менее 1,7 дБ. Заметим, что при повышении несущей частоты широкополосность цепи подачи модулирующего сигнала увеличивается, так как уменьшаются линейные размеры, а следовательно, и величины паразитных элементов цепи.

Рис. 6.8. Частотные характеристики балансного модулятора: а) прямых потерь и коэффициента стоячей волны б) потерь преобразования и подавления несущей частоты

Для экспериментальных исследований четверки диодов Шоттки предварительно отбирались по следующим параметрам: разброс емкостей диодов, измеренных на частоте не превышал а разброс прямых падений напряжения при смещении постоянным током был не более 0,03 В.

Рис. 6.9. Зависимость входной мощности от мощности несущей частоты

Исследования модуляторов проводились в сантиметровом диапазоне. Статические характеристики были измерены панорамным методом. Ошибка при измерении затухания составила а при измерении Динамические характеристики измерялись с помощью анализатора спектра и генератора стандартных сигналов с точностью

В октавной полосе частот начальные потери БМ составляют при входа и выхода менее 2 (рис. 6.8, а). Результаты получены при мощности несущей частоты при напряжении модулирующего сигнала

Динамические частотные характеристики этого БМ приведены на рис. 6.8, б. Видно, что в октавной полосе частот подавление несущей частоты на выходе а потери преобразования в одну боковую Увеличение потерь преобразования на краях рабочего частотного диапазона обусловлено частотной зависимостью шлейфных переходов используемых в БМ.

Рис. 6.10. Эквивалентная схема однополосного модулятора. Векторами показаны фазовые соотношения сигналов, а цифрами в кружках — соответствие их балансным модуляторам

Большой интерес представляет исследование линейности амплитудной характеристики БМ (рис. 6.9). Из графика видно, что нелинейный характер кривой начинается при мощности несущей частоты свыше (кривая получена при фиксированной частоте несущей).

3. Однополосный модулятор.

Эквивалентная схема однополосного БМ (рис. 6.10) состоит из двух балансных модуляторов синфазного делителя мощности и квадратурного направленного ответвителя (НО).

Рассмотрим работу однополосного БМ, полагая при этом и НО идеальными, соединенными между собой ЛП нулевой длины, а сигнал несущей со и модулирующий сигнал синусоидальными. При модуляции несущей частоты модулирующим сигналом возникает множество комбинационных частот и их гармоник. Однако принципиальное значение имеют верхняя боковая частота и нижняя боковая частота Ограничимся рассмотрением лишь этих частотных составляющих на выходах БМ.

Модулятор работает следующим образом. На вход I поступает сигнал несущей частоты Модулирующие сигналы с частотой с равными амплитудами и фазовым сдвигом — относительно друг друга подаются на входы II и III. Равенство амплитуд и фазовый сдвиг модулирующих сигналов обеспечивается подмодулятором (на рис. 6.10 не показан). Начальные фазы сигналов на

входах I и II условно примем за нулевые. Сигнал несущей частоты через ДМ с равными амплитудами и фазами поступает на входы соответственно. На выходах БМ в точках появляются частотные составляющие нижней боковой (на рис. 6.10 показаны сплошным вектором, цифра в кружке указывает номер БМ, в котором образовалась данная частотная составляющая) и верхней боковой (показаны штриховым вектором). Известно, что фазы нижней (а) и верхней боковых частот, образующихся при амплитудной модуляции синусоидальным сигналом, определяются выражениями [360]

где — текущие значения фазы несущей и модулирующей частот.

На векторной диаграмме (рис. 6.10) видно, что в выходном плече составляющие нижней боковой частоты, приходящие из синфазно, суммируются, а составляющие верхней боковой частоты, приходящие противофазно, вычитаются. В плече напротив, суммируются составляющие верхней боковой частоты и вычитаются составляющие нижней боковой частоты. Таким образом, на выходе IV модулятора происходит подавление верхней, а на выходе V — нижней боковых частот. Порядок распределения боковых частот по выходам можно изменить на противоположный, если поменять чередование фаз на входах II и III.

Границы широкополосности однополосного БМ определяются возможностью обеспечения заданных амплитудных и фазовых соотношений между сигналами. Проведенный анализ влияния разбалансировки (отклонение амплитудных и фазовых соотношений от идеальных) на характеристики модулятора показал, что требования к величине разбалансировки совпадают с аналогичными требованиями для смесителей с фазовым подавлением зеркального канала [361]. Так, например, для подавления одной боковой частоты относительно другой на выходе однополосного БМ на 15 дБ при отсутствии амплитудной разбалансировки необходимо обеспечить минимальную фазовую разбалансировку не хуже 20,2°.

Соответствующий изложенным требованиям модулятор выполняется на структуре: металл — диэлектрик — металл — диэлектрик — металл (рис. 6.11). Слои металла являются тонкопленочными проводниками ЛП. Сплошными линиями показаны токонесущие проводники, расположенные в среднем слое, а штрихпунктирными и штриховыми — в крайних слоях. Для наглядности представления структуры послойного расположения ЛП на рис. 6.11 приведено несколько поперечных сечений модулятора.

Входным устройством модулятора является -децибельный квадратурный НО, четвертьволновая область связи которого выполнена на СПЛ с проводниками ограниченной ширины. Развязанное плечо относительно нагружено на согласованную нагрузку а два выходных плеча, расположенные по внешним сторонам слоев

диэлектрика, соединены со входами кольцевых мостов четвертьволновыми разомкнутыми отрезками НПЛ. Мосты выполнены на СЩЛ свернутой в кольцо периметра На четвертьволновых расстояниях от входа в СЩЛ включены параллельно по два диода Шоттки с противоположной полярностью в каждое кольцо. Входы и модулирующего сигнала выполнены на коаксиальных линиях, внутренние проводники которых соединены с центрами кольцевых мостов.

Рис. 6.11. Топология однополосного модулятора на двухслойном диэлектрике. Слева и справа показапы поперечные сечеппя конструкции; сплошные кривые соответствуют СЩЛ, а штриховые и штрихпунктирные — НПЛ, расцоложенным на внешних сторонах слоев диэлектрика

Сумматор мощности выходного устройства модулятора выполнен на «магическом» -соединении, состоящем из двух входных плеч на СЩЛ, соединенных с выходом кольцевого моста, и двух выходных плеч на НПЛ и СЩЛ. В области соединения плеч включен четвертьволновый шлейф, представляющий собой комбинацию СЩЛ и НПЛ.

Следует отметить, что рассмотренная конструкция балансного модулятора отличается высокой технологичностью, так как все его элементы (за исключением полупроводниковых диодов) выполнены в пленочном исполнении и не требуют дополнительных монтажных работ.

Несколько слов о принципе действия однополосного модулятора. На вход подается сигнал несущей частоты который делится в НО между разными слоями диэлектрика со сдвигом фазы 180° и поступает на входы кольцевых мостов. Модулирующие сигналы с равными амплитудами подаются на входы с фазовым сдвигом 90°. Промодулированные на диодах сигналы верхней и нижней боковых частот попадают на входы синфазно-противофазного сумматора мощности с одного моста в фазе, а с другого — в противофазе. Мощности сигналов

разделаются в выходных плечах модулятора: одна боковая частота в НПЛ, а другая — СЩЛ.

При необходимости использования только одной боковой частоты одно из выходных плеч модулятора нагружается на согласованную нагрузку. На практике удобно включать согласованную нагрузку в СЩЛ, а НПЛ использовать как выходное плечо модулятора. На выходе НПЛ боковую частоту можно менять путем изменения фазы модулирующего сигнала на входах

В том случае, если требуется вывести одновременно обе боковые частоты на две НПЛ, то входом модулятора может быть НПЛ СМ, а выходами — плечи НО (на рис. 6.11 этот случай показан контурными стрелками).

Описанный выше модулятор исследовался в длинноволновой части сантиметрового диапазона. Макет был выполнен на диэлектрических подложках из материала толщины В модуляторе использовались диоды типа предварительно сгруппированные в четверки.

Рис. 6.12. Частотные характеристики потерь преобразования а подавления несущей (крестики) и верхней боковой частоты (кружки). Сплошные линии соответствуют модулятору с плечом нагруженным на согласованную нагрузку, а пунктирные — на реактивную нагрузку, выполненную металлической перемычкой в СЩЛ

Разброс емкости диодов в четверке, измеренной на частоте при нулевом смещении, не превышал а разброс прямого падения напряжения при смещении постоянным током не превышал ±0,03 В. Частотные характеристики потерь преобразования входного сигнала в нижнюю боковую частоту подавление несущей частоты и верхней боковой частоты приведены на рис. 6.12. При измерениях на входы модулятора подавалась мощность несущей частоты и амплитуда синусоидального сигнала

Из рис. 6.12 видно, что в октавной полосе частот потери преобразования в нижнюю боковую частоту лежат в пределах от 8 до Подавление несущей частоты в этом диапазоне относительно нижней боковой частоты составляет а относительно верхней боковой частоты —

При изменении на входах и модулятора фазы модулирующего сигнала частота входного сигнала преобразуется в

верхнюю боковую частоту с параметрами потерь преобразования, подавления несущей и нижней боковой частоты, практически совпадающими с частотными характеристиками, представленными на рис. 6.12.

При использовании однополосного БМ в узком частотном диапазоне возможно некоторое уменьшение потерь преобразования путем включения на незадействованный выход реактивной нагрузки, подобно смесителям с отражением зеркальной частоты [362]. При этом, теоретически, потери преобразования должны уменьшиться на однако на практике улучшение составляет вследствие неидеальности реактивной нагрузки и наличия потерь в соединительных (рис. 6.12). Этот вариант однополосного БМ просто реализуется, если в качестве входа несущей использовать а выходное плечо на СЩЛ закоротить. Установка закорачивающей перемычки в соответствующем месте СЩЛ позволяет обеспечить фазу отраженного сигнала, необходимую для минимизации потерь преобразования на рабочих частотах. При этом достигается эффект автосогласования входа одшшолосного БМ [363] вследствие поглощения переотраженного сигнала согласованной нагрузкой, включенной в развязанное плечо НО.

Рис. 6.13. Топология однополосного модулятора на однослойном диэлектрике

Можно значительно увеличить полосу рабочих частот нескольких октав) и уменьшить потери преобразования путем некоторой модификации сумматора мощности, исключая до нулевой длины соединительных отрезков ЛП и уменьшая периметр кольцевого моста до Пример этого показан на рис. 6.13. В данном случае «магическое» -соединение сумматора мощности со стороны СЩЛ закорочено, а принцип работы данного модулятора аналогичен рассмотренному однополосному БМ с реактивной нагрузкой. При этом практически полностью отсутствуют резонансные элементы, что значительно увеличивает полосу рабочих частот. Использование в качестве входного плеча НО с лицевой связью, выполненного в следующем слое диэлектрика (на рис. 6.13 не показан), позволило получить потери преобразования порядка в полосе частот более октавы.

Таким образом, предложенный подход к проектированию СВЧ Модуляторов на ОИС дает возможность в октавной полосе частот получать высокие электрические характеристики, а технологичность изготовлеиия упрощает реализацию и делает возможным его применение вплоть до миллиметрового диапазона.

4. Однополосный модулятор с повышенными динамическими характеристиками.

Рассмотрим однополосный модулятор, состоящий

из двух двойных БМ. Повышение динамических характеристик до стигается увеличением числа диодов с барьером Шоттки (две четверки).

Одпополосный модулятор представляет собой объемный модуль со следующей структурой слоев: металл 1, диэлектрик проводники СПЛ диэлектрик проводники диэлектрик металл 7 (рис. 6.14, а). В крайних металлизированных слоях с зеркальной симметрией вырезаны СЩЛ, образующие своей конфигурацией по два кольца с полуволновыми периметрами, ближайшие стороны которых соединены отрезком СЩЛ длиной много меньше

Рис. 6.14. Объемный модуль однополосного модулятора (а); частотные характеристики потерь преобразования (б); зависимость выходных мощностей от входного спектра сигналов (в)

Внутренние металлизации колец, расположенных симметрично друг под другом, гальванически связаны металлическими перемычками через толщу слоев диэлектрика. Эти перемычки выполняют несколько функций: выравнивают потенциалы внутренних металлиэаций кольца; усиливают механическое соединение слоев структуры; подавляют паразитные типы волн, возникающие на неоднородностях СПЛ. Расположение перемычек в общем случае

произвольное, но с увеличением частоты желательно ее расположить вблизи включения четверок диодов 8, 9.

Между слоями диэлектрика расположены токонесущие проводники формирующие многосекционный квадратурный гибридный направленный ответвитель 10 с лицевой связью. Одно из плеч ответвителя является входом несущего сигнала, а развязанное относительно него плечо нагружено на согласованную нагрузку. Два других плеча ответвителя связаны переходами 22, 12 с противоположными точками колец на СЩЛ. Переходы реализуются с помощью четвертьволнового разомкнутого шлейфа, выполненного в виде сектора под углом 60°. Для увеличения полосы частот перехода сектор за СЩЛ можно гальванически закоротить на крайние слои металла, но этот путь несколько усложнит технологию изготовления модулятора. Аналогичным переходом 13 осуществляется соединение выхода промодулированного сигнала с коротким отрезком СЩЛ.

В области соединения колец отрезками СЩЛ включены пара 8 и 9 четверок диодов. Диоды в каждой четверке электрически соединены по «кольцевой» схеме.

Отличительной особенностью конструкции является возможность компактного выполнения переходов СПЛ СЩЛ и пятисекционного направленного ответвителя в области включения диодов. Это достигается благодаря большому различию укорочения длины волны в СПЛ относительно СЩЛ,

Для исключения влияния внешних воздействий и уменьшения потерь, связанных с излучением во внешнее пространство, объемный модулятор выполняется в герметическом корпусе. На боковых сторонах корпуса расположены вход основного сигнала и выход промодулированного сигнала, а в основании — входы модулирующего сигнала. Входы и выход модулятора выполнены на герметичных коаксиально-полосковых переходах.

При внимательном рассмотрении конструкции видно, что СЩЛ колец, расположенных с зеркальной симметрией друг под другом на внешних слоях металлизации, с парами диодов образуют двойной БМ. Однополосный же модулятор, состоящий из двух двойных БМТ имеет наглядную эквивалентную схему, в которой отрезки СЩЛ и переходы СЩЛ СПЛ представлены в виде идеальных синфазных и противофазных трансформаторов. В основе работы модулятора используется принцип амплитудной балансной модуляции, обеспечивающей подавление несущей частоты, и квадратурной модуляции для подавления одной боковой частоты.

Сигнал несущей частоты подается на вход направленного ответвителя и далее со сдвигом фазы поступает на входы двойного БМ. На эти же входы подаются модулирующие сигналы и со сдвигом фазы Промоделированные сигналы в ДБМ суммируются на выходном устройстве 13 модулятора. Причем колебания одной боковой частоты (например, верхней боковой поступают в выходное плечо сипфазно, а другой боковой (нижней

противофазно. Используемый на выходе переход СПЛ СЩЛ возбуждается только синфазными колебаниями, а противофазные колебания в нем переотражаются в ДБМ и участвуют в дальнейшем процессе преобразования несущей частоты.

Модулятор, реализующий данный принцип преобразования частоты, является нелинейным, поэтому выходной спектр содержит не только нужную боковую частоту, но и боковые частоты высших порядков. Как правило, подавление несущей и четных боковых частот обеспечивается ДБМ на уровне свыше 20 дБ. Наибольший интерес представляют боковые частоты третьего порядка которые возникают из-за неидентичности параметров диодов, неточности совмещения послойной топологии и т. д.

Рассмотренный однополосный модулятор можно использовать в качестве широкополосного четырехфазного манипулятора с дискретом При этом необходимо, чтобы модулирующий сигнал был дискретным, а его амплитуда должна иметь два фиксированных значения. Наличие двух входов для модулирующего сигнала обеспечивает четыре возможных фазовых состояния. Необходимо отметить, что при равенстве нулю всех управляющих сигналов, включая напряжение смещения, подаваемое на диоды, манипулятор имеет пятое состояние — развязка между входом и выходом свыше что объясняется особенностью конструктивного выполнения ДБМ.

Расчет топологии одпополосного модулятора проводился путем расчленения его на отдельные узлы. В основе расчета применялись методы теории цепей для анализа узла в целом с привлечением электродинамических методов анализа регулярных отрезков СПЛ и НЩЛ [1]. При этом использовались результаты расчета волновых матриц рассеяния направленного ответвителя, кольцевого моста на СЩЛ и переходов

Диэлектрические слои в объемной структуре модулятора выполнены следующим образом: крайние слои из материала толщины а средний слой из фторопласта, армированного стекловолокном толщины Толщина слоев металла не превышает При сборке плоскости слоев диэлектриков с двухсторонней и односторонней металлизацией смачивались химически чистым толуолом до размягчения поверхности диэлектрика, собирались в пакет и сушились под прессом. Этим практически удалось исключить воздушные зазоры, возникающие в плоскости токонесущих проводников между слоями диэлектрика.

В модуляторе использованы четверки диодов с барьером Шоттки, предварительно отобранные по следующим параметрам: разброс емкостей диодов, измеренных на частоте при нулевом смещении не превышал а разброс прямых падений напряжения при смещении постоянным током был не более 0,03 В.

Экспериментальные исследования характеристик однополосного модулятора проводились при частоте синусоидального модулирующего сигнала и мощности входного сигнала

На рис. 6.14, б приведены выходные характеристики потерь преобразования сигналов относительно уровня несущей частоты. Видно, что при полосе частот потери преобразования в верхнюю боковую частоту составляют менее Подавление несущей частоты и нижней боковой Боковые частоты третьего порядка а более высокого порядка имеют подавление свыше 40 дБ. Из анализа кривых рис. 6.14, б видно, что модулятор имеет полосу рабочих частот свыше октавы, а равномерное поведение кривой по потерям преобразования частоты указывает на отсутствие резонансов в устройстве. Коэффициент стоячей волны по напряжению составляет в полосе частот менее 1,5.

Таблица 6.1 (см. скан)

Большой интерес представляют зависимости входной мощности несущего сигнала от выходной мощности промодулированного сигнала с точки зрения оценки k. повышения уровня мощности, выбора оптимальной рабочей области и т. д. На рис. 6.14, в приведены динамические характеристики для следующих частот: промодулированной — верхняя боковая), несущей нижней боковой и боковых третьего порядка Нелинейный участок кривой уровня верхней боковой частоты начинается при входной мощности свыше (точка компрессии — На несущей и боковых частотах ярко выражен нелинейный характер кривых, но их мощность имеет более высокий порядок малости, и поэтому они не вносят принципиального изменения в работу модулятора.

Для исследования модулятора в режиме четырехфаэного манипулятора на входы подавались импульсные напряжения с постоянной амплитудой ±1 В (рис. 6.15, а). Выполнение дискрета фазы на выходе манипулятора осуществлялось при соответствующем выборе полярности напряжений, приведенных в табл. 6.1.

Частотные характеристики разности фаз и амплитуд относительно пулевой фазы выходного сигнала для различных состояний манипулятора приведены на круговой диаграмме (рис. 6.15,б). В полосе частот относительный сдвиг фазы сигнала меняется в пределах (78—97°), (170—184°) и (260—290°) при

соответствующем изменении амплитуд и

Оценка быстродействия фазового манипулятора была проведена на ДБМ. Осциллограмма двухполярного управляющего импульса с длительностью переднего фронта приведена на рис. 6.15, а, на этом же рисунке показана соответствующая ей осциллограмма промодулированного выходного сигнала. Переход высокочастотного сигнала из фазового состояния 0° в 180° происходит при нулевом аначении управляющего напряжения. Задержка времени переключения манипулятора составляет нс.

Рис. 6.15. Характеристика четырехфазного манипулятора: а) сигнал на входе; 6) промодулйрованный сигнал на выходе модулятора; в) зависимость изменения дискрета фазы сигнала на круговой диаграмме проводимости

Полученные экспериментальные результаты подтверждают возможности использования рассмотренного объемного модуля в аналоговом режиме однополосного модулятора и в дискретном режиме четырехфазного манипулятора.

Коротко оценивая результаты проведенных экспериментальных исследований однополосного модулятора, можно сказать, что созданные к настоящему времени принципы проектирования ОИС СВЧ позволяют реализовывать многофункциональные, широкополосные, компактные и технологичные цифровые устройства. Полученные полосы рабочих частот свыше октавы позволяют унифицировать модулятор и фазовый манипулятор. Приведенные исследования нелинейных режимов работы модулятора показывают возможности повышения энергетических и динамических характеристик.

Конструктивная и технологическая простота изготовления модулятора на ОИС, отсутствие навесных перемычек и малые габариты резко снижают стоимость модуля в целом и открывают пути его использования в коротковолновой части СВЧ диапазона.

<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Оглавление